Aufgabe 3.5: GMSK–Modulation

Verschiedene Signale bei GMSK-Modulation

Das bei GSM eingesetzte Modulationsverfahren ist Gaussian Minimum Shift Keying, kurz $\rm GMSK$ . Es handelt sich hierbei um eine spezielle Art von $\rm FSK$ (Frequency Shift Keying) mit $\rm CP–FSK$ (kontinuierliche Phasenanpassung), bei der

der Modulationsindex den kleinsten Wert besitzt, der die Orthogonalitätsbedingung gerade noch erfüllt: $h = 0.5$ ⇒ Minimum Shift Keying $\rm (MSK)$ ,
ein Gaußtiefpass mit der Impulsantwort $h_{\rm G}(t)$ vor dem FSK–Modulator eingebracht wird, mit dem Ziel, um so noch weiter Bandbreite einzusparen.

Die Grafik verdeutlicht den Sachverhalt:

Die digitale Nachricht wird durch die Amplitudenkoeffizienten $a_{\mu} ∈ \{±1\}$ repräsentiert, die einem Diracpuls beaufschlagt sind. Anzumerken ist, dass die eingezeichnete Folge für die Teilaufgabe (3) vorausgesetzt wird.

Der symmetrische Rechteckimpuls mit Dauer $T = T_{\rm B}$ (GSM–Bitdauer) sei dimensionslos:

$g_{\rm R}(t) = \left\{ \begin{array}{c} 1 \\ 0 \\ \end{array} \right.\quad \begin{array}{*{5}c} {\rm{{\rm{f\ddot{u}r}}}} \\ {\rm{{\rm{f\ddot{u}r}}}} \\ \end{array}\begin{array}{*{5}c} |\hspace{0.05cm} t \hspace{0.05cm}| < T/2 \hspace{0.05cm}, \\ |\hspace{0.05cm} t \hspace{0.05cm}| > T/2 \hspace{0.05cm}. \\ \end{array}$

Damit ergibt sich für das Rechtecksignal:

$q_{\rm R} (t) = q_{\rm \delta} (t) \star g_{\rm R}(t) = \sum_{\nu} a_{\nu}\cdot g_{\rm R}(t - \nu \cdot T)\hspace{0.05cm}.$

Der Gaußtiefpass ist durch seinen Frequenzgang bzw. seine Impulsantwort gegeben:

$H_{\rm G}(f) = {\rm e}^{-\pi\hspace{0.05cm}\cdot \hspace{0.05cm}\big({f}/(2 f_{\rm G})\big)^2} \hspace{0.2cm}\bullet\!\!-\!\!\!-\!\!\!-\!\!\circ\, \hspace{0.2cm} h_{\rm G}(t) = 2 f_{\rm G} \cdot {\rm e}^{-\pi\cdot (2 f_{\rm G}\hspace{0.05cm}\cdot \hspace{0.05cm} t)^2}\hspace{0.05cm},$

wobei die systemtheoretische Grenzfrequenz

$f_{\rm G}$ verwendet wird. In der GSM–Spezifikation wird aber die 3dB–Grenzfrequenz mit

$f_{\rm 3dB} = 0.3/T$ angegeben. Daraus kann

$f_{\rm G}$ direkt berechnet werden – siehe Teilaufgabe (2).

Das Signal nach dem Gaußtiefpass lautet somit:

$q_{\rm G} (t) = q_{\rm R} (t) \star h_{\rm G}(t) = \sum_{\nu} a_{\nu}\cdot g(t - \nu \cdot T)\hspace{0.05cm}.$

Hierbei wird

$g(t)$ als Frequenzimpuls bezeichnet. Für diesen gilt:

$g(t) = q_{\rm R} (t) \star h_{\rm G}(t) \hspace{0.05cm}.$

Mit dem tiefpassgefilterten Signal $q_{\rm G}(t)$ , der Trägerfrequenz $f_{\rm T}$ und dem Frequenzhub $\Delta f_{\rm A}$ kann somit für die Augenblicksfrequenz am Ausgang des FSK–Modulators geschrieben werden:

Tabelle der Gaußschen Fehlerfunktion

$f_{\rm A}(t) = f_{\rm T} + \Delta f_{\rm A} \cdot q_{\rm G} (t)\hspace{0.05cm}.$

Hinweise:

Die Aufgabe gehört zum Kapitel Die Charakteristika von GSM.
Bezug genommen wird auch auf das Kapitel Funkschnittstelle im Buch „Beispiele von Nachrichtensystemen”.

Verwenden Sie für Ihre Berechnungen die beispielhaften Werte $f_{\rm T} = 900 \ \rm MHz$ und $\Delta f_{\rm A} = 68 \ \rm kHz$ .
Verwenden Sie zur Lösung der Aufgabe das Gaußintegral (einige Zahlenwerte sind in obiger Tabelle angegeben):

${\rm \phi}(x) =\frac {1}{\sqrt{2 \pi}} \cdot \int^{x} _{-\infty} {\rm e}^{-u^2/2}\,{\rm d}u \hspace{0.05cm}.$

Fragebogen

${\rm Max} \ \big[f_{\rm A}(t)\big] \ = \hspace{0.2cm}$

$\ \rm MHz$

${\rm Min} \ \big[f_{\rm A}(t)\big] \ = \hspace{0.28cm}$

$\ \rm MHz$

$f_{\rm G} \cdot T \ = \$

$g(t = 0) \ = \$

$q_{\rm G}(t = 3T) \ = \$

$g(t = ±T) \ = \$

${\rm Max} \ |q_{\rm G}(t)| \ = \$

Musterlösung

(1) Sind alle Amplitudenkoeffizienten $a_{\mu}$ gleich $+1$ , so ist $q_{\rm R}(t) = 1$ eine Konstante. Damit hat der Gaußtiefpass keinen Einfluss und es ergibt sich $q_{\rm G}(t) = 1$ .

Die maximale Frequenz ist somit

${\rm Max}\ [f_{\rm A}(t)] = f_{\rm T} + \Delta f_{\rm A} \hspace{0.15cm} \underline {= 900.068\,{\rm MHz}} \hspace{0.05cm}.$

Das Minimum der Augenblicksfrequenz

${\rm Min}\ [f_{\rm A}(t)] = f_{\rm T} - \Delta f_{\rm A} \hspace{0.15cm} \underline { = 899.932\,{\rm MHz}} \hspace{0.05cm}$

ergibt sich, wenn alle Amplitudenkoeffizienten negativ sind. In diesem Fall ist

$q_{\rm R}(t) = q_{\rm G}(t) = -1$ .

(2) Diejenige Frequenz, bei der die logarithmierte Leistungsübertragungsfunktion gegenüber $f = 0$ um $3 \ \rm dB$ kleiner ist, bezeichnet man als die 3dB–Grenzfrequenz.

Dies lässt sich auch wie folgt ausdrücken:

$\frac {|H(f = f_{\rm 3dB})|}{|H(f = 0)|}= \frac{1}{\sqrt{2}} \hspace{0.05cm}.$

Insbesondere gilt für den Gaußtiefpass wegen $H(f = 0) = 1$ :

$H(f = f_{\rm 3dB})= {\rm e}^{-\pi\cdot \big ({f_{\rm 3dB}}/(2 f_{\rm G})\big)^2} = \frac{1}{\sqrt{2}}\hspace{0.3cm} \Rightarrow \hspace{0.3cm}(\frac{f_{\rm 3dB}}{2 f_{\rm G}})^2 = \frac{{\rm ln}\hspace{0.1cm}\sqrt{2}}{\pi} \hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm}f_{\rm G} = \sqrt{\frac{\pi}{4 \cdot {\rm ln}\hspace{0.1cm}\sqrt{2}}}\cdot f_{\rm 3dB}\hspace{0.05cm}.$

Die numerische Auswertung führt auf $f_{\rm G} \approx 1.5 \cdot f_{\rm 3dB}$ .
Aus $f_{\rm 3dB} \cdot T = 0.3$ folgt somit $f_{\rm G} \cdot T \underline{\approx 0.45}$ .

(3) Der gesuchte Frequenzimpuls ${\rm g}(t)$ ergibt sich aus der Faltung von Rechteckfunktion $g_{\rm R}(t)$ mit der Impulsantwort $h_{\rm G}(t)$ :

$g(t) = g_{\rm R} (t) \star h_{\rm G}(t) = 2 f_{\rm G} \cdot \int^{t + T/2} _{t - T/2} {\rm e}^{-\pi\cdot (2 f_{\rm G}\cdot \tau)^2}\,{\rm d}\tau \hspace{0.05cm}.$

Mit der Substitution $u^{2} = 8π \cdot {f_{G}}^{2} \cdot \tau^{2}$ und der Funktion $\phi (x)$ kann man hierfür auch schreiben:

$g(t) = \ \frac {1}{\sqrt{2 \pi}} \cdot \int^{2 \cdot \sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot(t + T/2)} _{2 \cdot \sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot(t - T/2)} {\rm e}^{-u^2/2}\,{\rm d}u = \ \phi(2 \cdot \sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot(t + T/2))- \phi(2 \cdot \sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot(t - T/2)) \hspace{0.05cm}.$

Für die Zeit $t = 0$ gilt unter Berücksichtigung von $\phi (-x) = 1 - \phi (x)$ und $f_{\rm G} \cdot T = 0.45$ :

$g(t = 0) = \ \phi(\sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot T)- \phi(-\sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot T)= \ 2 \cdot \phi(\sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot T)-1 \approx 2 \cdot \phi(1.12)-1 \hspace{0.15cm} \underline {= 0.737} \hspace{0.05cm}.$

(4) Mit $a_{3} = +1$ würde sich $q_{\rm G}(t = 3 T) = 1$ ergeben. Aufgrund der Linearität gilt somit:

$q_{\rm G}(t = 3 T ) = 1 - 2 \cdot g(t = 0)= 1 - 2 \cdot 0.737 \hspace{0.15cm} \underline {= -0.474} \hspace{0.05cm}.$

(5) Mit dem Ergebnis aus (3) und $f_{\rm G} \cdot T = 0.45$ erhält man:

$g(t = T) = \ \phi(3 \cdot \sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot T)- \phi(\sqrt{2 \pi} \cdot f_{\rm G} \cdot T) \approx \phi(3.36)-\phi(1.12) = 0.999 - 0.868 \hspace{0.15cm} \underline { = 0.131} \hspace{0.05cm}.$

Der Impulswert $g(t = -T)$ ist aufgrund der Symmetrie des Gaußtiefpasses genau so groß.

(6) Bei alternierender Folge sind aus Symmetriegründen die Beträge $|q_{\rm G}(\mu \cdot T)|$ bei allen Vielfachen der Bitdauer $T$ alle gleich.

Alle Zwischenwerte bei $t \approx \mu \cdot T$ sind dagegen kleiner.
Unter Berücksichtigung von $g(t ≥ 2T) \approx 0$ wird jeder einzelne Impulswert $g(0)$ durch den vorangegangenen Impuls mit $g(t = T)$ verkleinert, ebenso vom folgenden Impuls mit $g(t = -T)$ .

Es ergeben sich also Impulsinterferenzen und man erhält:

${\rm Max} \hspace{0.12cm}[q_{\rm G}(t)] = g(t = 0) - 2 \cdot g(t = T) = 0.737 - 2 \cdot 0.131 \hspace{0.15cm} \underline {= 0.475 }\hspace{0.05cm}.$