Mobile Kommunikation/Distanzabhängige Dämpfung und Abschattung

1. Mobile Kommunikation
2. Zeitvariante Übertragungskanäle
3. Distanzabhängige Dämpfung und Abschattung

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Physikalische Beschreibung des Mobilfunkkanals

Die Grafik zeigt ein typisches Mobilfunkszenario mit fester Basisstation und einem mobilen Teilnehmer, der sich mit der Geschwindigkeit υ auf die Basisstation zu bewegt. Bei dieser Darstellung erreicht das Funksignal die Mobilstation über einen direkten Pfad. Die Antenne des mobilen Teilnehmers empfängt aber auch noch weitere Signalanteile, die auf Umwegen zum Empfänger gelangen, zum Beispiel aufgrund von Reflexionen an Häusern, einem Gebirge, einem Flugzeug, der Ionosphäre oder dem Erdboden.

Anhand dieses Szenarios lassen sich wichtige Probleme bei der Mobilkommunikation erklären:

• Pfadverlust (englisch: Path Loss): Dieser erfasst die Dämpfung der elektromagnetischen Welle, die in starkem Maße von der Entfernung zwischen Sender und Empfänger abhängt.
  

• Abschattung (englisch: Shadowing, Long Term Fading): Diese bezeichnet eine langsame Veränderung der Empfangsbedingungen aufgrund der sich ändernden Umgebung, zum Beispiel, wenn man an einem Gebäude vorbeifährt oder wenn man ein Waldstück verlässt.
  

• Mehrwegeausbreitung (englisch: Multipath Propagation): Gelangt das Signal auf mehreren Wegen mit Laufzeitunterschieden zum Empfänger, so kommt es – je nach Signalfrequenz – zu konstruktiven oder destruktiven Überlagerungen bis hin zu völliger Auslöschung. Für bestimmte Frequenzen ist die Topologie günstig, für andere ungünstig. Deshalb wird dieser Effekt auch als frequenzselektives Fading bezeichnet.
  

• Zeitvarianz (englisch: Time Variation): Der Effekt entsteht durch die Bewegung de Senders und/oder des Empfängers, da zu jeder Zeit ein anderer Kanal vorliegt. Die Übertragungsqualität sinkt rapide, wenn der direkte Pfad durch ein Hindernis abgeschattet ist. Das Empfangssignal setzt sich dann nur aus den auf Umwegen eintreffenden Teilsignalen zusammen, die aufgrund von Streuungen an Bäumen und Sträuchern sowie eventuell Brechungs– und Beugungserscheinungen gegenüber dem direkten Pfad abgeschwächt sind und sich vektoriell zum Gesamtsignal addieren.
  

• Dopplereffekt (englisch: Doppler Spread): Je nachdem, ob (und auch in welchem Winkel) sich die Mobilstation auf den Sender zu bewegt oder sich von diesem entfernt, kommt es zu (leichten) Frequenzverschiebungen und damit zu statistischen Bindungen innerhalb des empfangenen Signals, die Impulsinterferenzen bewirken.
  
  

In Kapitel 1.1 betrachten wir Pfadverlust und Abschattungseffekte genauer. Die Zeitvarianz ist Inhalt von Kapitel 1.2 und 1.4, auch unter Berücksichtigung des Dopplereffektes (Kapitel 1.3). Das Kapitel 2 beschreibt die Mehrwegeausbreitung, die beim Mobilfunk Echos zur Folge hat.

Freiraumausbreitung

Man spricht von Freiraumausbreitung, wenn zwischen Sender und Empfänger (im Abstand d) eine Sichtverbindung besteht wie bei der Satellitenkommunikation oder im Weltraum. Die Radiowellen breiten sich im „leeren Raum” ungehindert kugelförmig um die Sendeantenne aus, werden aber aufgrund des Energieerhaltungssatzes mit zunehmender Entfernung abgeschwächt.

Geometrisch kann man sich das so vorstellen, dass der Radius R der Kugel und damit auch die Kugelfläche immer größer und bei konstanter Gesamtenergie der Energieanteil pro Flächeneinheit proportional zu 1/R² immer kleiner wird.

Wir gehen von einer unmodulierten Schwingung der Frequenz f_S bzw. der Wellenlänge λ = c/f_S aus, wobei c = 3 · 10⁸ m/s die Lichtgeschwindigkeit angibt. Die Signalleistung sei P_S.

Harald Friis hat 1944 eine Gleichung für die Empfangsleistung P_E(d) im Abstand d angegeben, die allerdings nur im Vakuum gültig ist:

\[P_{\rm E}(d) = \frac{P_{\rm S} \cdot G_{\rm S} \cdot G_{\rm E} \cdot \lambda^2}{16 \cdot \pi^2 \cdot d^2 \cdot V_{\rm zus}} = \frac{P_{\rm S} \cdot G_{\rm S} \cdot G_{\rm E} /V_{\rm zus}}{K_{\rm FR}(d)} \hspace{0.05cm}.\]

G_S bzw. G_E bezeichnen die Antennengewinne von Sender und Empfänger. V_zus > 1 fasst alle Verluste zusammen, die unabhängig von der Wellenausbreitung sind, z.B. die Verluste durch die Antennen–Kabelzuführungen. Die Freiraumdämpfung K_FR(d) hängt von der Distanz d ab:

\[K_{\rm FR}(d) = K_{\rm FR}(d_0) \cdot (d/d_0)^2 \hspace{0.2cm}{\rm mit} \hspace{0.2cm} K_{\rm FR}(d_0) = \left [{4 \cdot \pi \cdot d_0}/{\lambda} \right ]^2 \hspace{0.05cm}.\]

Meist wird die Freiraumdämpfung logarithmisch mit der Pseudoeinheit „dB” angegeben. Dann gilt für den Leistungsverlust durch die Freiraumdämpfung („V” steht für „Verlust” in dB):

\[V_{\rm FR}(d) \hspace{-0.1cm} = \hspace{-0.1cm} 10 \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} K_{\rm FR}(d) = V_{\rm 0} + 20\,\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} (d/d_0)\hspace{0.05cm},\] \[V_{\rm 0} \hspace{-0.1cm} = \hspace{-0.1cm} V_{\rm FR}(d_0) = 20\,\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.2cm} ({4 \pi d_0}/{\lambda}) \hspace{0.05cm}.\]

Zu diesen Gleichungen ist anzumerken:

• Sie gilt nur im Fernfeld der Antenne (d > d_F). d_F = 2 D²/λ ist die Fraunhofer–Distanz. Für D ist hierbei die größte physikalische Abmessung der Sendeantenne einzusetzen.
  

• Die obige Formel gilt nicht für d → 0. Hierfür ergäbe sich der Grenzwert K_FR → 0, und es ergäbe sich unabhängig von P_S stets eine unendliche Empfangsleistung P_E(d → 0).
  

• Die Freiraumdämpfung K_FR(d) nimmt mit zunehmender Entfernung d quadratisch zu und ebenfalls quadratisch mit zunehmender Signalfrequenz f_S, das heißt, mit kleiner werdender Wellenlänge λ.
  

• Beispielsweise gilt beim GSM/E–Netz (f_S = 1.8 GHz ⇒ λ ≈ 17 cm): K_FR(d = 1 km) = 1.6 &middot 10⁹. Beim Empfänger im Abstand von 1 km kommt also nicht mal ein Milliardstel der Sendeleistung an.
  
  

In der Aufgabe Z1.1 soll die obige Friis–Gleichung numerisch ausgewertet und interpretiert werden. Oft setzt man die Freiraumdämpfung in Bezug zu einer geeignet zu definierenden Normierungsdistanz d₀, wobei man häufig d₀ = 1 m verwendet.

Gebräuchliches Pfadverlustmodell

Im Gegensatz zu Satelliten– und Richtfunk–Übertragungsstrecken sind beim Landmobilfunk neben der Freiraumdämpfung weitere störende Effekte zu berücksichtigen, die ebenfalls zu einer Verminderung der Empfangsleistung beitragen, nämlich:

• Reflexionen: Durch Überlagerung des Sendesignals mit einer am Erdboden oder an anderen großen glatten Oberflächen reflektierten Signalkomponente können Auslöschungen entstehen, die eine Abnahme der Empfangsleistung bis zur Potenz 4 des Abstandes d zwischen Sender und Empfänger bewirken. Mehr hierzu finden Sie in [Zan05] und [PA95].
  

• Beugung: Hiervon spricht man, wenn das Signal nicht reflektiert, sondern – zum Beispiel an einer Gebäudekante – von seiner Ausbreitungsrichtung abgelenkt wird. Eine physikalische Erklärung findet man wieder in [Zan05].
  

• Streuung: Ist die Verbindung Sender – Empfänger durch mehrere Objekte mit unregelmäßiger Oberfläche (zum Beispiel Bäume oder Sträucher) unterbrochen, so trifft das Signal am Empfänger in Form vieler Streusignale mit leicht unterschiedlichen Laufzeiten ein. Die Größe des Hindernisses bestimmt dabei, ob dieses als reflektierendes oder als streuendes Objekt aufzufassen ist.
  
  

Diese Effekte sind dafür verantwortlich, dass man Mobilfunk auch ohne direkte Sichtverbindung betreiben kann, und die Grundlage für den wirtschaftlichen Erfolg der Mobilfunksysteme. Negativ wirken sich diese Effekte durch eine geringere Empfangsleistung aus, was durch einen größeren Exponenten als γ = 2 berücksichtigt werden muss. Wir sprechen dann nicht mehr von Freiraumdämpfung, sondern allgemein vom Pfaddämpfungsfaktor:

\[K_{\rm P}(d) = K_{\rm P}(d_0) \cdot (d/d_0)^\gamma \hspace{0.05cm}.\]

Die entsprechende dB–Größe nennen wir Pfadverlust („lg” ist der Logarithmus zur Basis 10):

\[V_{\rm P}(d) \hspace{-0.1cm} = \hspace{-0.1cm} V_{\rm 0} + \gamma \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} (d/d_0)\hspace{0.05cm},\] \[V_{\rm 0} \hspace{-0.1cm} = \hspace{-0.1cm} V_{\rm P}(d_0) = \gamma \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} \frac{4 \cdot \pi \cdot d_0}{\lambda}\hspace{0.05cm}. \]

Aus diesen Gleichungen ist zu ersehen, dass die Freiraumdämpfung V_FR(d) ein Sonderfall von V_P(d) mit γ = 2 ist. In [Zan05] werden einige Zahlenwerte für den Exponenten γ angegeben, die als Mittelwerte über eine Vielzahl von Messungen bestimmt wurden. Unter anderem gilt

• bei freier Sichtverbindung (Satelliten, Richtfunk): γ ≈ 2,
  

• in städtischer Umgebung: γ = 2.7 ... 3.5,
  

• in abgeschatteter städtischer Umgebung: γ = 3.0 ... 5.0,
  

• innerhalb von Gebäuden ohne Sichtverbindung: γ = 4.0 ... 6.0.
  

Weitere, exaktere Pfadverlustmodelle

Das relativ einfache Pfadverlustmodell entsprechend der letzten Seite ist gut geeignet für Makrozellen, setzt allerdings hohe Antennen der Basisstationen voraus. Es wird beispielsweise als Referenz–Szenario bei der Standardisierung von Long Term Evolution (LTE) eingesetzt.

Natürlich kann dieses sehr einfache Zweiparameter–Modell (V₀, γ) nicht alle Anwendungsfälle mit ausreichender Genauigkeit wiedergeben. Vielmehr findet man in der Literatur eine Vielzahl weiterer Modelle für die Leistungsdämpfung, die genauer an spezifische Randbedingungen (Umgebungen) angepasst sind und auch unterschiedliche Zellgrößen berücksichtigen. Bekannt sind zum Beispiel (siehe [Gol06]. )

• das Okumura–Hata–Modell,
  

• das Pfadverlustmodell gemäß COST 231,
  

• das Dual–Slope–Modell.
  
  

Letzteres wird oft für Simulationen von Mikrozellen im städtischen Bereich eingesetzt. Es lautet mit den Kenngrößen d₀ = 1 m und d_BP (Breakpoint, beispielsweise d_BP = 100 m):

\[V_{\rm P}(d) = V_{\rm 0} + \gamma_0 \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} \left ( {d}/{d_0} \right ) + (\gamma_1 - \gamma_0) \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} \left (1+ {d}/{d_{\rm BP}} \right )\hspace{0.05cm}.\]

Die Grafik zeigt diesen Verlauf für V₀ = 10 dB, γ₀ = 2 und γ₁ = 4 im Bereich von einem Meter bis zu mehreren Kilometern (grauer Kurvenzug).

Häufig wird zur Vereinfachung die in der Grafik rot eingezeichnete asymptotische Näherung

\[V_{\rm P}(d) = \left\{ \begin{array}{c} V_{\rm 0} + \gamma_0 \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} (d/d_0)\hspace{0.05cm},\\ V_{\rm BP} + \gamma_1 \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} (d/d_{\rm BP})\hspace{0.05cm}, \end{array} \right.\quad \begin{array}{*{1}c} {\rm f\ddot{u}r} \hspace{0.15cm}d < d_{\rm BP}\hspace{0.05cm}, \\ {\rm f\ddot{u}r} \hspace{0.15cm} d \ge d_{\rm BP}\hspace{0.05cm} \\ \end{array}\]

verwendet. Der Wert V_BP = 50 dB ergibt sich aus der Gleichung für den ersten Abschnitt an der Grenze d = 100 m des Gültigkeitsbereiches.

Hinweis: In der Aufgabe A1.1 wird dieses Modell noch eingehend untersucht.

Zusätzlicher Verlust durch Abschattungen (Shadowing)

Die bisherigen Pfadverlustmodelle berücksichtigen nur die distanzabhängige Signaldämpfung gemäß der linken Grafik und lassen topologische Gegebenheiten wie den Einfluss von Abschattungen (englisch: Shadowing) außer Acht. Im Landmobilfunk führen Abschattungen dazu, dass der Signalpegel auch dann nicht konstant ist, wenn man sich im gleichen Abstand von der Basisstation (auf einem Kreisbogen) bewegt. Diesen Sachverhalt zeigt die rechte Grafik, wobei dunklere Bereiche einen größeren Pfadverlust kennzeichnen. Der Unterschied zwischen linkem und rechtem Bild ist auf „Shadowing” zurückzuführen.

Die Auswirkungen von Abschattungen (Shadowing) lassen sich wie folgt zusammenfassen:

• Bei ruhenden Sender und Empfänger ist die Abschattung deterministisch zu betrachten. Sie führt dazu, dass der Pfadverlust aufgrund Abschattung um einen konstanten Wert V_S (in dB) verändert wird:

\[V_{\rm P}(d) = V_{\rm 0} + \gamma \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} (d/d_0)+ V_{\rm S}\hspace{0.05cm}. \]

• Bewegt sich der Empfänger (oder auch der Sender), so ändert sich der Shadowing–Verlust entsprechend den Koordinaten und demzufolge auch mit der Zeit: V_S ⇒ V_S(x, y) bzw. V_S(t).
  

• Allerdings sind solche Kanaländerungen aufgrund von Abschattungen sehr langsam. Oft bleiben die Bedingungen über mehrere Sekunden gleich und man spricht hier von Long Term Fading im Gegensatz zu schnellem Fading wie Rayleigh–Fading und Rice–Fading.
  

Lognormal–Kanalmodell

Zur Berücksichtigung des Shadowing–Verlustes V_S bei der Systemplanung muss man auf stochastische Modelle zurückgreifen, die sich aus empirischen Untersuchungen ergeben haben. Am bekanntesten ist das Lognormal–Kanalmodell, das für die Zufallsvariable V_S eine Gaußsche WDF zugrundelegt:

\[f_{V{\rm S}}(V_{\rm S}) = \frac {1}{ \sqrt{2 \pi }\cdot \sigma_{\rm S}} \cdot {\rm exp } \left [ - \frac{ (V_{\rm S}\hspace{-0.05cm} - \hspace{-0.05cm}m_{\rm S})^2}{2 \cdot \sigma_{\rm S}^2} \right ] \hspace{0.05cm}.\]

Der Name „Lognormal” ergibt sich aus der Tatsache, dass die dB–Größe V_S, die über den Logarithmus aus dem linearen Leistungsdämpfungsfaktor abgeleitet wird, normalverteilt (und damit gaußisch) ist.

Das Lognormal–Kanalmodell ist durch zwei Parameter bestimmt:

• Der Mittelwert m_S = E[V_S] gibt den mittleren Shadowing–Verlust an. Für ländliches Gebiet wird mit m_S = 6 dB gerechnet, für städtisches Gebiet geht man von 14 dB ... 20 dB aus.
  

• Auch die Standardabweichung (oder Streuung) σ_S ist für ländliches Gebiet (≈ 6 dB) bzw. für städtische Bedingungen (zwischen 8 dB und 12 dB) unterschiedlich.
  
  

Beachten Sie, dass V_S beim Lognormal–Fading auch negative Werte annehmen kann (rote Hinterlegung in obiger Grafik), was der Vorstellung von Abschattung eigentlich widerspricht. In der Praxis hat sich dieses Modell allerdings als sehr gut erwiesen. Den „Gewinn durch Abschattung” könnte man wie folgt interpretieren:

• In Häuserschluchten kann durch Reflexionen an Gebäuden mehr Energie ankommen, als es nach dem Pfadverlust zu erwarten wäre.
  

• Der Pfadverlustexponent γ wird stets fest vorgegeben. Im städtischen Gebiet wird häufig von γ = 3.76 ausgegangen. Aber es gibt Positionen in der Stadt, bei denen γ kleiner ist.
  

• Zu bedenken ist auch, dass ein solch einfaches Modell nicht alle Details exakt abbildet. Man sollte daher nicht versuchen, alle Modelleigenschaften physikalisch zu interpretieren.
  
  

Es ist zweckmäßig, die Pfadverlustanteile in folgender Weise zusammenzufassen:

\[V_{\rm P} = V_{\rm 1} + V_{\rm 2}(t) \hspace{0.25cm}{\rm mit}\hspace{0.25cm} V_{\rm 1} = V_{\rm 0} + \gamma \cdot 10\,{\rm dB} \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} (d/d_0)+ m_{\rm S}\hspace{0.05cm}.\]

Der zweite Anteil V₂(t) beschreibt nun eine Lognormal–WDF mit Mittelwert 0:

\[f_{V{\rm 2}}(V_{\rm 2}) = \frac {1}{ \sqrt{2 \pi }\cdot \sigma_{\rm S}} \cdot {\rm exp } \left [ - \frac{ V_{\rm 2} ^2}{2 \cdot \sigma_{\rm S}^2} \right ] \hspace{0.05cm}.\]

Die Entfernungabhängigkeit von V₁ spielt keine große Rolle und wird hier nicht weiter betrachtet.

Lognormal–Kanalmodell (2)

Die Grafik zeigt ein Zeitbereichsmodell, mit dessen Hilfe der Pfadverlust V_P gemäß obiger Gleichung simulativ nachgebildet werden kann.

Dazu ist anzumerken:

• Das Eingangssignal s(t) besitze die Leistung P_S. In logarithmischer Darstellung wird die Leistung auf 1 mW bezogen und es wird die Pseudoeinheit „dBm” hinzugefügt.

• Der Pfadverlust V₁ wird durch die Multiplikation mit k₁ erzeugt. Das Ausgangssignal r'(t) hat dann eine um V₁ (in dB) kleinere Leistung:

\[k_1 = 10^{-V_{\rm 1}/20} \hspace{0.1cm} \Rightarrow \hspace{0.1cm} 10 \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} \frac{P_{\rm E}\hspace{0.05cm}' }{\rm 1\,mW}= 10 \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} \frac{P_{\rm S} }{\rm 1\,mW} + 20 \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} k_1 = 10 \cdot {\rm lg} \hspace{0.1cm} \frac{P_{\rm S} }{\rm 1\,mW} - V_1 \hspace{0.05cm}.\]

• Das (mittelwertfreie) Lognormal–Fading wird durch Multiplikation mit der Zufallsgröße z₂(t) nachgebildet. Die WDF ergibt sich aus der Gaußschen Zufallsgröße V₂ durch eine nichtlineare Transformation an der Kennlinie z₂ = g(V₂) = 10^–V₂/20.

• Für z₂ < 0 ist diese WDF gleich 0, und für z₂ ≥ 0 gilt mit der Abkürzung C = ln(10)/20 dB:

\[f_{z{\rm 2}}(z_{\rm 2}) = \frac {{\rm exp } \left [ - {\rm ln}^2 (z_{\rm 2}) /({2 \cdot C^2 \cdot \sigma_{\rm S}^2}) \right ]}{ \sqrt{2 \pi }\cdot C \cdot \sigma_{\rm S} \cdot z_2} \hspace{0.05cm}.\]

Die Grafik verdeutlicht diese Transformation. Man erkennt die Gauß–WDF von V₂ (blau) mit Streuung σ_S = 6 dB, die negativ–logarithmische Kennlinie (grün) und die unsymmetrische WDF (rot) der zu multiplizierenden Größe z₂(t). Wir verweisen hierzu auch auf die Aufgabe Z1.2.

Voraussetzungen für das restliche Kapitel 1

Die mittlere Leistung aller am Empfänger ankommenden Signalanteile können mit Hilfe von Pfadverlust– und Abschattungsmodell berechnet werden. Das Lognormal–Abschattungsmodell berücksichtigt langsame Änderungen der Reflektoren aufgrund der Topologie, wobei sich die Empfangsbedingungen in Städten nur alle fünf bis zehn Meter ändern und auf dem Land nur alle 30 bis 100 Meter. Im Folgenden wird der Pfadverlust und der Einfluss von Abschattungen nicht weiter betrachtet, sondern auf 1 normiert.

Pfade können sich konstruktiv oder destruktiv überlagern. Die damit zusammenhängenden Änderungen ergeben sich örtlich im Bereich der halben Wellenlänge. Beim Mobilfunk genügen dabei schon einige wenige Zentimeter, um völlig andere Empfangsbedingungen vorzufinden. Man spricht von Fast Fading. Ein solcher Kanal ist grundsätzlich frequenz– und zeitabhängig.

Für den Rest von Kapitel 1 wird die Frequenzabhängigkeit dadurch eliminiert, dass wir von einer einzigen festen Frequenz ausgehen. Es gelten somit ab sofort folgende Voraussetzungen:

• Das Eingangssignal des Mobilfunkkanals sei eine Cosinusschwingung mit der Amplitude A = 1 und der Frequenz f_T. Wir bezeichnen diese Schwingung als Sendesignal s_BP(t).
  

• Das Ausgangssignal r_BP(t) des Mobilfunkkanals – im Folgenden Empfangssignal genannt – unterscheidet sich von s_BP(t) sowohl in der Amplitude (Hüllkurve) als auch in der Phase.
  

• Wir betrachten des Weiteren den Mobilfunkkanal stets im äquivalenten Tiefpassbereich. Das Sendesignal ist dann s_TP(t) = 1 und somit reell.
  

• Das TP–Ausgangssignal r_TP(t) ist im Allgemeinen komplexwertig, wobei die Hüllkurve durch a(t) gegeben ist und sich die Phase ϕ(t) durch Verschiebungen der Nulldurchgänge bemerkbar macht.
  
  

Allgemein gilt dann für das physikalische (Bandpass–)Signal am Ausgang des Mobilfunkkanals:

\[r_{\rm BP}(t) = a(t) \cdot \cos(2\pi f_{\rm T} t + \phi(t)) \hspace{0.3cm}\Rightarrow \hspace{0.3cm} a(t) = |r_{\rm BP}(t)|\hspace{0.05cm}, \hspace{0.2cm} \phi(t) = {\rm arc}\hspace{0.15cm} r_{\rm BP}(t)\hspace{0.05cm}.\]

Die Grafik zeigt Beispiele solcher Bandpass–Signale und deren Tiefpass–Repräsentanten, wobei vereinfachend der Fall ϕ(t) = 0 und damit ein reelles TP–Empfangssignal dargestellt ist.

Aufgaben

A1.1 Dual-Slope–Verlustmodell

Zusatzaufgaben:1.1 Einfaches Pfadverlustmodell

A1.2 Lognormal – Kanalmodell

Zusatzaufgaben:1.2 Nochmals Lognormal–Fading